PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第125页

第 4 章电 感 和 PDN 设计 109 图 4-24 当 端 口 2 短 接时 使 用 QU CS 对回波损 耗进行 仿 真 在 这种 情 况下 ， 回波损 耗 （ Su ） 是在 端 口 1 接 内 阻 为 50Q 的电 压 源时 ， 由通 孔对回 路 电 感 反 射回来 信号 的直 接测 量 。 因 为 是 远端短 接 ， 所 以 我 们 期望 看 到 回波损 耗 有 180° 的相 移 ， 这 在 Smith 圆图 上从 最左…

100%1 / 453
108
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
间
。
本例中电路板共
8
层
，
总厚度为
62mil,
通孔直径为
lOmil,
中距
40mL
对双棒使用近似来计算回路电感
，
我们预测通孔的单位线性长度的回路电感约为:
小
=
加傍
)+
点
『
T
[=
加偿)
+
J
儒
『
-
卜
21pH/mil
(4-72)
电路板的厚度为
62mil
时
，
预测的回路电感为
21pH/milX62mil=l.
30nH
。
3D
场求解器的输出是双端口
S
参数文件
。
图
4-23
表明仿真中返回的插入损耗
。
频率
(Hz)
0
2e09
4e09
6e09
8e09
lelO
(
。
)
以
把
缸
频率
(
Hz
)
图
4-23
使用
Simbeor
对电路板中由顶到底的双端口通孔对进行仿真而得到的
S
参数
我们通过加入理想电容和一些电阻来模拟电路板底部的去耦电容
，
就可以在
PDN
电
路仿真中直接使用
S
参数文件
。
此仿真将展示通孔对和电容对系统的影响
。
在此应用中,
S
参数可作为
“
黑箱模型
”
，
不必关心箱内有什么
。
提示
通孔对的
S
参数模型可以直接包含进电路的仿真中
。
然而
，
这不能按比例来缩
放
。
如果通孔设计发生了任何变化
，
那么
S
参数必须重新仿真
。
因为外形变化
所带来的影响能够轻易且快速地发现
，
所以电路使用简单的拓扑结构有很大
优势
。
纵然三维模型很能说明电容与通孔连接的影响力
，
但我们仍能够不通过系统仿真
，
直
接观察
S
参数就能解决问题
。
然而
，
这可能会存在直接来自
s
参数的
，
且有数据挖掘价值的性能指标
，
例如通孔的
回路电感
。
第一步是当远端端口短接时
，
对通孔对
(via
pair)
进行单端口
S
参数仿真
。
形成将电流
从一个通孔至另一个通孔的返回配置
。
图
4-24
阐明了此电路
。
第
4
章电感和
PDN
设计
109
图
4-24
当端口
2
短接时使用
QUCS
对回波损耗进行仿真
在这种情况下
，
回波损耗
（
Su
）
是在端口
1
接内阻为
50Q
的电压源时
，
由通孔对回路
电感反射回来信号的直接测量
。
因为是远端短接
，
所以我们期望看到回波损耗有
180°
的相
移
，
这在
Smith
圆图上从最左边开始
。
图
4-25
展示了仿真的
Sn
在幅频
、
相频
、
Smith
圆
图中的结果
。
在接近短路的低阻抗时结果与预期一致
。
提示
只要短路一个端口来形成回路
，
就可以提取出双端口的回路电感
。
我们通过把
端口
2
的接入电阻设置为
0
。
重新仿真来实现此过程
。
90
0
-90
-180
4
-----------
1
-----------
1
-----------
1
-----------
0
5e09
lelO
1.5el0
2el0
频率
（
Hz
）
图
4-25
远端端口短路时仿真的通孔对的回波损耗
，
其在幅频
、
相频
、
Smith
圆图的表现
回波损耗是信号由阻抗
Z
发射由
Zz
反射回来的反射系数
，
由此衍生出:
Su
Z2
—
Zi
z
2
+Z1
(4-73)
电源内阻
Z
】
为
50
。
时
，
回波损耗是输入阻抗的直接测量
，
其方向是从通孔对看向回
路
，
有
：
110
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
"
=
Z
2
=
50
。
上令
■
(
4-74)
1
—
on
因为回波损耗很复杂
，
所以输入阻抗也会很复杂
。
图
4
-
26
展示了仿真的回波阻抗和以
幅频
、
相频形式表现的输入阻抗
。
-
0.03+-
le07
0.1
__
10
—
—
100
-
-
(
C
)
耳
屈
<
海
100
40
60
50
90
80
70
30
20
10
0
le07
le08
频率
le08
le09
频率
图
4-26
当通孔对远端口短路时
，
计算出的输入阻抗(幅频
、
相频形式)
利用回波损耗计算出输入阻抗的前提是电感为理想电感
，
于是可由阻抗得出电感
：
L
=
imag(Zinput
)
(4-75)
2k
f
全频率的回路电感如图
4-27
所示
。
这样
，
我们可以在任意复杂的结构中利用
3D
场求解器仿真出
S
参数
，
并得到回路电
感
。
这种通孔对的
3D
模型与一个有
1.5nH
的回路电感回路相当
；
通过双棒近似方法估计
其值为
1.3nH
0
场求解器会计算出稍高的电感值
，
因为这包含了非均匀电流流入和流出通孔
，
还有顶
部和底部磁场不均匀的影响
。
3D
仿真表明将通孔对用简单的理想电感作为模型时
，
当频率低于
6GHz
时结果是准确
的
。
当频率达到扩展结构大于
1/20
波长时
，
这将会受到限制
，
这时该结构将表现为分布式
传输线的特性
。