PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第61页
第 3 章 低 阻 抗测 量 45 ( C ) 90 0 -90 ( 。 ) W 要 泪 屈 频率 （ Hz ） 图 3-12 简 单 电 容 器 模型 与 陶瓷 DI P 中利 用 两 根引 线 测 量阻 抗 的 比 较 -- -- -- -- - 1 -- -- -- -- 1 -- -- -- -- 1 -- -- -- -- 1 -- -- -- -- 0 2eO8 4e08 6e08 8eO8 leO 9 频率 （ Hz ） …
44
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
提示即使回波损耗和阻抗都是复数且每个都有一个幅度和相位
，
回波损耗的相位和
阻抗的相位也并不相同
。
阻抗的相位是由每个频率处回波损耗的大小和相位的
复杂组合而引起的
。
不要混淆
Sn
的相位和阻抗的相位
。
每当我们想查看频率图上的阻抗时
，
通过在对数-对数坐标
(
log-log
scale)
上绘制阻抗
和频率
，
解释数据几乎总是更容易
。
在对数坐标中
，
理想电容器的阻抗是斜率为一
1
的直
线
，
理想电感器是斜率为
+
1
的直线
。
对数-对数坐标上一目了然地显示了电容和电感的性质
。
图
3-11
显示了测量出的阻抗,
对数-对数坐标
(
log-log
scale)
上显示幅度
，
线性-对数坐标
(
linear-log
plot)
上显示相位
。
(
a
)
i
?
图
3-11
测量对数-对数坐标上封装引线的阻抗
很明显
，
在这个阻抗图中
，
封装引线在低频时看起来是容性的
，
然而在
800MHz
左右
时看起来是感性的
。
这种初始行为提供了如何在低频下将封装引线建模为简单电容器的线
索
。
在
QUCS
或
Keysight
高级设计系统
(
ADS)
等仿真环境中
，
我们可以将测得的阻抗数
据与通过简单模型预测的阻抗进行比较
。
最简单的模型是理想电容器
。
图
3-12
将测得的阻
抗与
4.
8
pF
电容的模拟阻抗进行比较
。
使用
VNA
我们可以从回波损耗中测量出任何
DUT
的阻抗
，
并将其带入仿真环境进行
进一步分析
。
利用测量的
DUT
S
参数和拟合理想的基于电路拓扑结构的模型来提取模型
参数的过程有时被称为基于测量的建模
。
有时也被称为黑客连接
。
实际上
，
我们正在研究一个可扩展的模型来描述互连的测量结果
，
在其中我们可以修
改或
“
劈开
”
它探索假设问题
。
这是识别互连行为根本原因的强大技术
。
3.6
示例
：
测量小导线回路的阻抗
我们可以使用
VNA
技术来测量任何
DUT
对各种元件的高频阻抗
。
图
3-13
显示了一
个直径约为
lin(lin=0.
0254m)
的小导线回路
，
用单端口
VNA
来测量
，
同时测得
S]1
的幅
度和相位
。
导线回路连接在
VNA
端口的信号和参考端子之间
。
在此测量中
，
两个连接器
中的一个连接到
VNA
端口
。
第
3
章低阻抗测量
45
(
C
)
90
0
-90
(
。
)
W
要
泪 屈
频率
（
Hz
）
图
3-12
简单电容器模型与陶瓷
DIP
中利用两根引线测量阻抗的比较
---------
1
--------
1
--------
1
--------
1
--------
0
2eO8
4e08
6e08
8eO8
leO9
频率
（
Hz
）
图
3-13
测量直径为
lin
铜线回路
的回路损耗
。
虽然两个
SMA
焊接到回路的末端
，
但只有一
个连接到
VNA
利用回波损耗定义的阻抗
，
我们可以提取出这个导线回路的测量阻抗
。
作为一名工程
师
，
牢记博加丁法则第
9
条是很重要的
。
提示要永远记住博加丁法则第
9
条
：
“
永远不要在没有事先预测结果的情况下进行测
量或模拟
。
如果你发现了一些意想不到的东西
，
那么这不是直觉错误
，
就是你
46
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
所建立的测量或模拟方式是错误的
。
不管怎样
，
调查两者的差异将是非常重要
的
。
另一方面
，
如果已看到所期望的结果
，
那么你就会有一种温暖的感觉
，
因
为你知道你正在开始了解真实的世界
。
它是一个重要的信心构建者
。
”
在将测量的回波损耗转换成阻抗之前
，
要对将发生的结果做出预期
。
我们希望这个环
路在低频时看起来像一个电感
。
在物理尺寸大约为波长
1/10
的频率处
，
分解模型
。
对于大
约
lin
直径的环
，
其周长约为
3in,
在
1/10
波长时的频率为
：
/
=
£
=
""誉
=
0.
4GHz
(3-10)
J
A
10
X
3in
在
400MHz
以下频率时
，
这个环路的阻抗看起来像一个电感
。
阻抗从低到高进行变
化
，
并且随着频率的增加而增加
。
同样
，
电阻应该是非常小的
，
可能由于趋肤深度而使频
率略微增加
。
图
3-14
所示为从铜回路的回波损耗中提取的测量阻抗
。
-180
le07
le08
le09
le06
频率
（
Hz
）
180
-
90
<
0
-90
le07
leO8
频率
（
Hz
）
le09
目 要
另
国
图
3-14
从铜回路中测量回波损耗转换而来的测量阻抗
测得的阻抗看起来像是理想的电感
。
如果我们假设这个结构的模型是一个理
想电阻串联一个理想电感
，
那么我们可
以预测阻抗为
；
Z=R+jcuL
(3-11)
式中
，
Z
是
DUT
的阻抗
；
R
是铜环的串
联电阻
；
s
是
2
"人
L
是回路电感
。
我们从阻抗的实部和虚部分别提取
每个频率下的
R
和
L
值
。
R
=
real(Z)(
实部)
(3-12)
L
=
imag(Z)
(虚部)
⑶⑶
U)
使用简单的代数关系从每个频率的
测量阻抗中提取出这些项
。
图
3-15
显示
了这个铜回路中
R
和
L
的值
。
10
频率
（
取
）
0.1
0.01
le03
,
.
.
le06
le07
le08
le09
频率(
Hz
)
图
3-15
使用单端口网络分析仪测量铜回路中提取
的
R
和
L
值
(
由
)
7
髭 箱
强
科
£
(
u
)
v
鼻
则
w
<