PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第405页

第 10 章 PDN 设计的 实 用 方法 389 m3 Fre qu en cy=l 30.6kHz Ma g(p eak3 _ac. .cir cuits ) = 0.0 45 Pea k m2 Fr equ enc y=1 .968M Hz Mag( peak3 ac..cir cuits) = 0.0 14 ml Fre que ncy =44 .26M Hz Mag (pe ak3 _ac ..circu its) = O. …

100%1 / 453
388
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
负载电导也是与谐振回路并联的
。
与负载损耗关联的
q
因子是负载电阻除以
Z
。
。
会
=
攀
=
（
10-38
）
Gload
No
式中
，
q
2
是来自并联负载上损耗电阻的
q
因子
；
Z
。
是
Bandini
山的特性阻抗
；
R°ad
是负载
损耗电阻的等效并联电阻
；
Gid
是负载损耗电阻的电导
。
被芯片电路拉出的电流越高意味着
PDN
负载电流越大和越小的并联电阻
，
结果是有
越小的
q
因子
。
这是重要的损耗机制
。
PDN
中流动的电流越大
，
q
因子越小
。
芯片上的串联电阻和相互连接安装的回路串联电阻是串联的
，
它们的
q
因子是
：
=
Z
。
R
ODC-ESR
Zo
R
loop-
ESR
(10-39)
和
以
=
式中
，
是片上电容的
ESR
的
q
因子
；
g
4
是芯片贴装封装引线回路串联电阻的
q
因子;
Zo
是回路的特性阻抗
；
RoDC-ESR
是片上电容器的电阻的等效串联电阻
；
R18TESR
是芯片封
装安装回路的等效串联电阻
。
现在
，
已经评估了与独立损耗机制关联的
q
因子
，
我们需要合并它们
，
得到总的
q
因
子
。
q
因子的行为像电阻器并联
。
总的
q
因子是
1
除以
q
因子倒数的总和
。
这意味着最小
值的
q
因子占据统治地位
：
^
1111
（
10
一
4
。
）
...
-
I
------
十
一|
------
•••
Qi
%
心
q4
看表
10-8
中的
q
因子的值
，
负载阻尼最小的占据统治地位
。
对于
q
因子
，
第二个贡献
者是泄漏
。
当在频域仿真阻抗峰时
，
这两个损耗机制常是被忽略的
，
然而它们是最具有影
响的
。
在这个例子的频域仿真中
，
如果不包括负载损耗和泄漏损耗
，
那么我们就忽略了两
个最重要的损耗机制
。
提示
对于
PDN,
两个最占据统治的损耗源和低的
q
因子是有意向负载损耗和泄漏电
流
，
一种是无意向的
PDN
电流
。
然而
，
这两项常在
PDN
仿真中被忽略
。
图
10-10
所示为使用
PRC
电子数据表中有相同参数的三峰
PDN
的频域仿真
。
峰
1
（
Bandini
山
）
是最突出的
，
为
44MHz
。
我们是在有和没有负载的情况下实现仿真的
，
负载
是用
PDN
谐振计算器的关系建立的
。
在仿真中
，
我们选择
3
个不同的负载条件来说明负载损耗对
q
因子和阻抗峰高度的重
要性
：
・
无负载阻尼
•
最大电流负载
9A
•
最大瞬时电流
8A
、
1A
时的泄漏电流和
50%
的占空比
首先考虑没有负载阻尼的阻抗曲线
，
这个阻抗曲线最高
，
峰值为
0.163
。
。
表
10-9
给
出了计算的
q
因子和在较高
q
因子情况下的预期阻抗峰值参数
。
我们强制负载损耗的
q
因
子为
1000,
使它在
q
因子的计算中为不重要的贡献者
。
第
10
章
PDN
设计的实用方法
389
m3
Frequency=l
30.6kHz
Mag(peak3_ac..circuits)=0.045
Peak
m2
Frequency=1
.968MHz
Mag(peak3
ac..circuits)=0.0
14
ml
Frequency
=44.26MHz
Mag(peak3_ac..circuits)=O.
163
Peak
4E-1
ADS
IE-1
m2_50_load
Frequency^
1.959MHz
Mag(peal^3
ac
load..circuits)=0.01
3
ml_50_load
Frequency=44.46MHz
Mag(peak3_ac_!oad..circuits)=0.09
1
Max
m3_50_load
Frequency=l
30.0kHz
Mag(peak3_ac_load..circuits)=0.037
Peak
IE-3
1E4
1E5
1E6
1E7
1E8
1E9
频率
（
Hz
）
图
10-10
使用
Keysight
ADS
来仿真三峰阻抗曲线
，
其参数与
PDN
谐振计算器中的相同
。
较高
的峰忽略了负载损耗的
q
因子
。
较低的峰值高度使用了对充分谐振更合适而实际的
q
因子
。
注意
：
由电路仿真得到的峰值高度与
PRC
电子数据表的结果一致
表
10
・
9
无负载阻尼下
，
3
个回路中每一个的
q
因子和
PRC
预测的峰值频率和峰值阻抗
25
类型
峰值分析
环路
1
（
峰
1
）
环路
2
（
峰
2
）
环路
3
（
峰
3
）
单位
49
结果
q
因子
（
与贡献者在一起
）
4.5
2.
4
4.0
一
50
结果
泄漏引起的
q
因子
9.
1
39 39
—
51
结果
负载损耗的
q
因子
1000
23.3
23.3
—
52
结果
片上电容的
ESR
的
q
因子
15
—
一
一
53
结果
环路电阻
（
排除
ODC
的
ESR
）
Q
因子
24
2.
9
5.
5
—
54
PDN
的性能指标
—
—
— —
55
FD
结果
峰值频率
44.
1
1.
98
0.
130
MHz
56
FD
结果
峰值阻抗
165
21
34
m
。
390
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
计算的谐振频率和阻抗峰值高度与
ADS
仿真曲线的顶部标记是引人注目的
。
来自
PRC
的
44.
10MHz
的谐振频率几乎与仿真的峰值
44.
26MHz
相同
。
PRC
的峰值高度
165m
。
与仿真
值
163m
。
具有优秀的一致性
。
为了得到这样的一致
，
我们必须考虑感应和高频电阻路径以及
并联的大容量电容器
。
下面
，
在负载位置安置
0.
HI
。
（
1V/9A
）
的负载电阻
，
并和片上电容并联进行频域仿
真
。
正如表
10-10
所示
，
来自稳态
9A
动态负载的
q
因子是
3,
它在总的
q
因子中占据优
势
，
使它下降为
L
8
。
这小于无负载
q
因子的一半
。
PRC
预测的阻抗高度为
66m
。
，
仿真
值为
67m
。
。
这里
PRC
计算的阻抗峰值频率和高度值可与
ADS
仿真的标记进行比较
。
表
10-10
具有全电流负载
9A
的
3
个回路中
，
每一个的
q
因子
、
PRC
预测的峰值频率和峰值阻抗
25
类型
峰值分析
环路
1
（
峰
1
）
环路
2
（
峰
2
）
环路
3
（
峰
3
）
单位
49
结果
q
因子
（
与贡献者在一起
）
1.8
2.4
4.0
—
50
结果
泄漏引起的
q
因子
9.
1
39
39
—
51
结果
负载损耗的
q
因子
3.
0
23.
3
23.
3
一
52
结果
片上电容的
ESR
的
q
因子
15
一
—
—
53
结果
环路电阻
（
排除
ODC
的
ESR
）
q
因子
24
2.
9
5.5
一
54
PDN
的性能指标
— —
— —
55
FD
结果
峰值频率
44.
1
1.98
0.
130
MHz
56
FD
结果
峰值阻抗
66
21
34
mfl
可是
，
9A
常数全负载电流不具有瞬时电流
，
所以低
q
因子是不现实的
。
更有趣的情况
是消耗了
8A
的瞬时电流
（
9A-1A
）
,
正如原来的
PRC
电子数据表所示的那样
。
这里有了
额外的加入了
1A
泄漏电流
。
当
8A
的瞬时电流重复在
PDN
的谐振频率上
，
为阻尼作用的
q
因子是非常重要的
。
有
50%
的占空比的时间平均电流用于得到等效阻尼
，
动态负载为
lV/[
（
9A+lA
）
/2]
=
o.
200Go
负载贡献的
q
因子为
5.5,
总的
q
因子为
2.5,
正如表
10-
H
所示
。
在
50%
占空比
下
，
PRC
和仿真的阻抗峰值高度都是
91m
。
。
表
10
・
11
在具有
50%
占空比和
8A
瞬时电流的
3
个回路中
，
每一个的
q
因子
、
PRC
预测的峰值
频率和峰值阻抗
。
电路仿真的
q
因子显示与
PRC
预测的具有好的一致性
25
类型
峰值分析
环路
1
（
峰
1
）
环路
2
（
峰
2
）
环路
3
（
峰
3
）
单位
49
结果
q
因子
（
与贡献者在一起
）
2.
5
2.4
4.0
—
50
结果
泄漏引起的
q
因子
9.
1
39
39
—
51
结果
负载损耗的
q
因子
5.5
23.3
23.3
—
52
结果
片上电容的
ESR
的
q
因子
15
— —
—
53
结果
环路电阻
（
排除
ODC
的
ESR
）
q
因子
24
2.
9
5.5
—
54
PDN
的性能指标
—
—
一
—
55
FD
结果
峰值频率
44.
1
1.
98
0.
130
MHz
56
FD
结果
峰值阻抗
91
21
34
mQ