PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第248页
232 PDN 设计 之 电 源完整性 ： 高速 数字 产品 的鲁 棒 和 高 效 设计 图 7-26 所 示 为 由短 传 输线 单元 重 复 组 成 的电 源平 面 SPICE 模型 的 例 子 。 W 元 素 传 输 线 段或 理 想段 与 电阻 器串 联 和 并 联 以估 算 损 耗 。 另 外 使 用 一 种简 单 的 RLC 弹 簧 床式 模 型 ⑷ ， 在 这种 传 输线 排 列中 ， 传 输线自 动 地 考虑 扩散 电 …
第
7
章
信号返回平面改变时
，
信号完整性的探讨
231
•
如果不能做到这种安排
，
那么我们可以使用具有不同电压的平面对来作为回路
，
邻
近平面间加入薄的介质材料
。
相同电压的平面仍旧用短路通孔来连接
，
使用的间隔
同前面的结论
。
•
当要用足够多的短路通孔抑制腔体模式不实际时
，
那么最少在每个信号通孔邻近加
上一个回路通孔
。
这帮助减小回路电流耦合进入腔体
。
•
当构成腔体的平面电压不同时
，
实际上可加入有低安装电感的大容量电容器
。
安装
电感是它们最重要的特性
。
•
最佳的大容量电容器密度是能把腔体谐振频率推出信号带宽以外
。
当每个电容器的
安装电感低到
InH
时
，
最小密度大约为
：
密度
carres/i.
=
一缶显
（
7-64
）
•
决定大容量电容器密度的第二个条件是通过腔体电感的开关噪声和信号通孔密度
。
保持开关噪声低于信号摆动
10%的电容器密度是与信号通孔密度有关的
：
密度
caps
=
密度
sig
=
彘益
］
（
7
一
65
）
•
鲁棒性设计使用两个密度中的较大者
。
很多情况下是大数量的电容器
。
•
如果使用电容器的数量少于这个最佳数值
，
则对开关噪声这不具有鲁棒性
。
电容器
的使用密度至少要大于前面为降低开关噪声所估计的值
。
一
•
如果你知道瞬时电流频率曲线中有重大的峰
，
则选择的电容器容量要能减小这些频
率的峰值阻抗
。
•
如果你不知道峰值瞬时电流的频率
，
那么所有不同容量的电容器组合具有同样的风
险
，
是
"F,
还是
1/F
、
O.I
r
F
、
0.01
m
F,
电容器分配都一样
。
最重要的品质是低的
ESR
和更多的电容器
。
•
如果可能
，
则使用受控
ESR
电容器来降低并联谐振峰值阻抗
。
这可决定电源完整性
目标阻抗下的最小限制
。
虽然存在可能工作的其他结构
，
但它们的鲁棒性设计指导方针用不着同上面描述的那
样
，
对瞬时电流不使用全波
3D
仿真来决定平面结构
，
这是很困难的
，
也是难以接受的
。
无论如何
，
由于腔体中扩散电感的复杂性
，
腔体损耗和阻抗与附加电容器相互作用的
复杂性
，
预期腔体噪声的准确估计的唯一方法是使用包含瞬时电流波形的
3D
全波仿真器
。
7.
15
高级主题
：
使用传输线电路对平面建模
虽然有些仿真工具允许电路仿真的
s
参数直接进行合并
，
但这不是所有的
。
在任何与
SPICE
兼容的电路仿真器中
，
使用简单的传输线模型来仿真平面的阻抗曲线是可能的
［
36
。
当我们从中心开始探测
，
可用
4
根辐射向外的传输线代表腔体
。
除此之外
，
有一些扩
散电感从中心观察点馈向每根传输线
。
图
7-25
所示为模拟腔体的传输线电路模型
。
这个模型是对腔体简单的近似
，
使用一个单元来描述整个腔体
。
这种单元使用相互连
接的网格可构成更复杂的模型
，
然后就可能模拟更高阶任意腔体形状的腔体
。
这是用于一
些商业仿真器中与
SPICE
兼容的基础
。
232
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
图
7-26
所示为由短传输线单元重复组成的电源平面
SPICE
模型的例子
。
W
元素传输
线段或理想段与电阻器串联和并联以估算损耗
。
另外使用一种简单的
RLC
弹簧床式模
型⑷
，
在这种传输线排列中
，
传输线自动地考虑扩散电感
。
图
7-25
从腔体中心点处观察
，
呈现
等效近似的电路模型
，
用
4
根扩散电感和传输线节来模
拟它
图
7-26
短传输线段为元素相互连接的网格
，
用于建立与
SPICE
兼容的
，
且完整的电源和地平面的腔体
模型
单一的
4
根传输线段单元是简单的近似
，
它可获得腔体和前几个模态共振的低频阻抗
特性
。
它的主要优点
：
能用于包括谐振效应和快速仿真的任何
SPICE
仿真器
。
在这个模型中
，
每个传输线的长度是腔体长度的
1/2,
每个传输线的特性阻抗被调整
以匹配腔体的
1/4
容量
。
腔体容量是
：
T
pn
2
C
=
u
CL
^
cavity
^cavity
£0
UK
“
cavity
传输线段的时间延迟是:
TD
=
0
・
5
义
Lencavity
义
c
(7-66)
(7-67)
每一段的特性阻抗为:
Z
=
TD
0
―
。
・
25*
心
0.
5
X
Len
cavity
X
，
Dk
2
X
九
cavity
T
pn
2
X0.25£°Dk
空皿
“
cavity
11.
8
X
e
0
\/Dk
X
Len
cavity
(7-68)
式中
，
Cavity
是腔体电容
；
£o
是自由空间的介电常数
，
0.225
Xl()TnF/in
；
Dk
是腔体中材
料的介电常数
；
Lencavity
是腔体的边长
；
儿
avity
是腔体的介质厚度
；
C
是真空中的光速=
11.
8in/ns
o
作为一个例子
，
我们使用
3D
场求解器和
4
个传输线段以及
4
个电感器的单个单元来
第
7
章信号返回平面改变时
，
信号完整性的探讨
233
仿真腔体阻抗
，
参数如下
：
Len
cavity
=
5in.
Dk
=
4.
3
、
Qavity
=
10mil
。
在腔体例子中
，
我们使用式
(7-69)
得到特性阻抗
：
Z
。
=
-------
2
X
忙
ity
--------------------
=
--------------------------
2
*
0♦
01
一
_
=
0.
73
。
(7-
69)
11.
8
Xe
0
TDk
X
Len
cavity
11.8
X
0.
225
X
IO
-3
X
5
从腔体中心观察点到边缘的扩散电感大约是扩散电感的
(
1/2-1),
这与腔体尺寸和接
触区域尺寸有关
。
作为初始状态
，
我们能使用
3/4
总的扩散电感
。
这个电感被分成
4
个电感
，
并联回馈
到
4
根传输线上
。
3
个正方形的扩散电感进入到每个传输线上
。
图
7-27
比较了传输线电路的近似和使用
3D
场求解器计算的阻抗曲线
。
i
室
频率
(
Hz)
图
7-27
腔体使用
3D
场求解器提取的和使用由
3
个正方形扩散电感并联的
4
根传输线近似
的阻抗曲线
。
注意
：
SRF
和第一腔体谐振能使用传输线模型有好的近似
比较显示具有好的一致性
。
稍微改变探测位置
，
在高频处放大或衰减谐振模式
。
简单
的四传输线模型没有足够的空间来捕获所有更高频率的模态共振
。
64
单元或更多单元的复
杂排列能显示为更高阶的模式
。
当我们使用腔体作为信号通孔回路的一部分时
，
我们能应
用这个模型近似回路的阻抗
。
我们能将这个模型快速地附加在不同的电容器上
，
来评估腔
体谐振的影响
，
甚至是通道之间的串扰
。
7.
16
总结
1
.
当信号回路的电流通过腔体阻抗时
，
它们在腔体中感应噪声
，
产生信号完整性和
EMI
问题
。
对于从
PDN
中消耗电流的片上电路来说
，
这很少是电源完整性问题
。
2
.
电压噪声的频率分量与腔体阻抗的峰值阻抗和回路电流的频率分量有关
。
3
.
设计腔体的目标是把峰值频率推向信号带宽以上
，
其次是降低峰值高度
，
使其低于
危险电平
。
4
.
腔体中薄的介质是降低模态共振峰值高度的最有效方法
。
5
.
腔体中将并联谐振频率推向上面的最为有效的方法是在腔体平面之间加入短路通
孔
，
这需要平面有相同的电压
。