PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第280页
264 PD N 设计 之 电 源完整性 ： 高速 数字 产品 的鲁 棒 和 高 效 设计 出 的电 流 ， 这 正如 一个 线 性 调 整 器 那 样 。 虽 然在 VRM 模型 中使 用 全 部的 反 馈电路 是 可 能 的 ， 但 在很多 的 应 用 中 ， 我 们 能简 单 地 使 用 串 联 R 和 L 电路 ， 近 似 实 际的 VRM 反 馈电路 行 为 。 除 了与 RL 元件 相连的 大 体 积 去 耦电 容 器 外 …
第
8
章
PDN
生态学
263
提示与通常文献估计的相矛盾
，
腔体电容在高频时不提供低阻抗
，
片上电容则提供
。
腔体贡献分布电感
，
但它的电容是不重要的
。
其次
，
腔体中的模态谐振或与其他元件的相互作用在靠近或高于
100MHz
的
Bandini
山
，
或高于这个频率范围时
，
会引起高频峰值阻抗
，
这不是从芯片焊盘看过去的
。
峰值引
线的高阻抗和片上电容
，
在超过这些谐振频率时占据统治地位
。
提示
在
Bandini
频率以上的腔体阻抗曲线上看到的阻抗峰不是从芯片焊盘看到的
。
当信号的回路电流转变通过腔体后
，
它贡献于信号完整性问题
，
如串扰和增强辐射可
能遇到的
EMI
问题
。
我们多次描述的腔体谐振
，
对核心逻辑提供低阻抗电源毫无作用
。
在
为
PDN
选择去耦电容器后
，
我们可附加电容器来抑制平面谐振
，
降低信号完整性和
EMI
问题
。
它们是两个独立的设计要求
。
平衡两个设计要求的一个方法是为
PDN
选择电容器
，
然后使用额外的体积尽可能小
的电容器
，
以便减少安装电感
。
此外
，
使用相同体积的电容器获得尽可能大的电容值
，
但
并不会增加多少成本
。
这种方法中较大容量电容器的并联谐振频率低于典型的
Bandini
山
频率
。
提示
为了低的
PDN
阻抗选择电容值与选择电容器以降低腔体阻抗是不同的
。
二者都
要求有低的安装电感
，
且对端口的要求是相同的
。
最后
，
因为腔体尺寸不影响从芯片焊盘端口观察
PDN
性能
，
仅在设计连接去耦电容
器到封装的去耦性腔体时它才是重要的
。
当在一层上有很多电源路线时
，
这个尤为重要
。
从
VRM
到去耦电容器的地回路上有高的电感
，
电容器到封装焊盘的路径要被设计得有尽
可能低的电感
。
这个原理给出了在封装附近使用电源坑
、
电源岛和电源地平面的可能性
，
而这未延伸
到去耦电容器的位置
。
甚至平面段也被使用
，
以允许相同的层有很多电源轨
。
这是一种电
源平面不用于信号回路的优化设计
。
提示
从去耦电容器到封装电源和地焊盘之间使用电源坑
、
电源区域和地平面作为共
同的设计特征
。
关于电源和地分配的其他设计就变得不那么重要了
。
8.
10
低频端
：
VRM
和它的大容量电容器
使用从敏感线反馈的量与电压基准比较
，
来控制影响输出电压的元素
，
而保持输出电
压为常数
，
这就是电压调整器模块
。
这是脉冲发生器
，
能通过电感驱动
dl
/
山
，
使输出产
生电压
。
正如在开关调整器或串联场效应晶体管
（
FET
）
栅极那样
，
它调整从较高电压处流
264
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
出的电流
，
这正如一个线性调整器那样
。
虽然在
VRM
模型中使用全部的反馈电路是可能
的
，
但在很多的应用中
，
我们能简单地使用串联
R
和
L
电路
，
近似实际的
VRM
反馈电路
行为
。
除了与
RL
元件相连的大体积去耦电容器外
，
任何其他元件可能都是安置在印制板
上的
。
例如
，
在负载开关调整器的典型
DC-DC
点测量输出阻抗与简单电路的仿真阻抗相比
较
。
简单
VRM
的电路模型是一个电压源串联
RL
元件
。
在这个例子中
，
一个去耦电容器
也包含在测量电路中
。
图
8-24
所示为这个调整器的输出阻抗与仿真模型输出阻抗的比较
。
图
8-24
典型
VRM
的测量和仿真阻抗
在
VRM
仿真模型中
，
串联电阻是
4m
。
，
等效电感是
500nH
。
去耦电容器的值是
740
M
F,
4
1110
和
5.7
1
1^1
。
这明显具有好的近似
，
复杂的反馈电路仍旧在行为上像简单的
RL
电路
。
虽然匹配不完善
，
但它是好的一阶估算
。
RL
模型戏剧性地简化了
VRM
归入的
仿真系统
，
这个系统用于观察腔体阻抗的相互作用
。
500nH
这个数值与物理结构没有关系
，
这样大的回路电感是反馈环路时间常数的测
度
。
在阻抗曲线中
，
较快的时间响应会仿真低的回路电感
。
依赖于调整器的类型
，
等效回
路电感从
InH
到
1
000nH
o
这是任何
VRM
的重要特性
。
提示
我们可用串联
RL
电路模拟大部分的
VRM
。
电感是基于
VRM
的反馈
，
与物理
结构无关
。
估算等效
VRM
电感的一种方法是已知响应时间
。
关键问题是
：
VRM
电感器多长时间
能消灭满瞬时电流
？
这是大的信号问题
，
涉及
VRM
从几乎零到最大电流
，
这近似地与
VRM
的阶跃响应有关
，
但是在大容量电容器中没有吸出电流
。
然后我们利用
V=L*d
，
/ck
计算等效
VRM
电感
。
V
是
PDN
的容差
，
可能是
Vdd
的
5%
。
例如
，
对于
IV
的
PDN,
具有
0.5A
的瞬时电流
，
VRM
在内上升电感器电流
，估
算的电感是
：
L
=
5
豁;
V
=
100nH
（
8-46
）
dl/dt
0.
5A/1
m
s
因为有大的有效的串联电感
，
所以
VRM
有一个超过任何合理目标阻抗的阻抗
，
即使
第
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章
PDN
生态学
265
在低频时
。
这个
PDN
需要大体积去耦电容器附加在印制板上
，
以使在低频范围内阻抗
降低
。
VRM
反馈环路越快
，
等效电感越低
，
并联谐振频率越高
。
在
VRM
和腔体电容的并联
谐振频率以上
，
腔体阻抗完全独立于
VRM
。
在频率低于腔体的串联
LC
谐振时
，
腔体阻抗与测量位置无关
。
高于这个频率后
，
阻
抗依赖于观察点的分布电感
。
提示
一般而言
，
VRM
的有效串联电感是比任何附加的从
VRM
到观察点的相互连接
的电感大得多
。
内连接电感会稍微增加有效
VRM
回路电感
。
8.
11
大容量电容器
：
多大的电容值足够
这在
PDN
分析中
，
可能是最普遍的问题
，
虽然不是最重要的
。
使用时域或者频域分
析时
，
我们能粗略地估算
PDN
轨在印制板上需要的最小电容量
。
在频域
，
印制板电容主要是在电压调整器模块不能工作的频率范围内提供低阻抗
。
在
这个频带
，
总的电容应该足够大
，
使带来的
PDN
阻抗能低于目标阻抗
。因为这常常是电
容器的大容量
，
在低频占据统治地位
，
所以常常被称为大容量电容器
。
如果大容量电容器太小
，
那么在
VRM
不能提供低阻抗的频率范围内
，
阻抗高于目标
阻抗
。
图
8-25
说明了这个分析
。
图
8-25
目标和
VRM
阻抗的例子
，
它们显示了
VRM
的限制和
3
个不同电容器的阻抗
当它的输出阻抗超过目标阻抗时
，
VRM
有效性的高频限制
，
依赖于目标阻抗和
VRM
内部反馈环路的性质
。
VRM
的最高可用频率利用下面的条件进行估算
，
条件是
：
ZvRMZtarget
或
2
VRM-max
VRM
〉
^target
(8-47)
和
/VRM
>
/尸
=
159MHz
X
gar
专艰
(8
-
48)
VRM
max
27rLVRM
LvRM[nH]
一般情况下
，
当目标阻抗低于
VRM
需要时
，
这个
VRM
有较快的反馈环路
，
等效电