PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第64页
48 PDN 设计 之 电 源完整性 ： 高速 数字 产品 的鲁 棒 和 高 效 设计 频率 (H z) 10 — 0.1 0.01 — 180 U ) 归 国 醇 册 ( H U le 09 0.1 leO 7 le 08 频率 ( Hz ) le 09 0 2e08 4e08 6e08 8e08 le 09 180 90 0 -90 -180 频率 （ Hz ） -180- 0.08 0.06 0.04 0.02 0 le 06 l…
第
3
章低阻抗测量
47
当频率高于
400MHz
时
，
我们发现电感开始急剧增加
，
这正如我们对分布式效应的预
期
。
当我们看到这个数据时
，
立即想到
3
个问题
：
1
）
这个电感量多少是由环路引起的
？
多少是由未校准的
SMA
夹具产生的呢
？
2
）
由于趋肤深度效应
，
电阻是否随频率增加
？
3
）
为什么数据噪声低于
0.
1C?
虽然单端口
VNA
是在高频测量
DUT
阻抗的有力工具
，
但它在测量低阻抗时有一定的
局限性
，
并引出一些技术问题
。
3.7
低频下
VNA
阻抗测量的局限性
使用
VNA
测量低阻抗的第一个实际问题与反射信号的信噪比有关
。
如果
DUT
的阻抗
是
1
。
，
则
Su
的幅度为:
1
—
50
—
49
S11=
I+i
=
-5F
=
-°-
96
（
3-14
）
虽然这仅比
一
1
大
4%,
但是对于典型的
VNA
来说
，
与一
1
进行区分是很容易的
。
假
设
DUT
的输入阻抗是
0.1,
反射系数将是
：
c
0.
1
—
50
—
49.
9
八八八公
Sn
=
0Tl
+
50
=
-50^
=
-0-
996
(3-15)
测量出反射信号系数为
-0.996
而不是一
1
是很难的
，
并且测试会对少量噪声敏感
。
以
dB
为单位时
，
这是
一
0.035
dB,
是非常小的值
，
通常在校准过程的可重复性噪声限度
内
。
即使如此
，
对于
0
」
。
的电阻测量还是相当一致
。
当电阻低于
0.
10
时
，
Su
的测量值
消失
。
第二个问题是夹具连接
DUT
的伪像
。
即使使用完美无损的传输线将
VNA
的校准端连
接到
DUT
的末端
，
传输线夹具的相位延迟也会给测量的相位添加一个伪像
，
并使提取的
阻抗失真
。
我们可以用一个简单的电路很容易地进行仿真
，
如图
3-16
所示
。
在这个例子中
，
我们将传输线的长度从
0
增加到
lin,
增量为
0.25in
。
理想的
R
为
O.Oin,
理想的
L
为
InH
。
当由理想传输线模拟的长度固定增加时
，
Su
会增加一个伪相
位
。
这会影响阻抗的相位
，
并影响提取的电感和电阻
。
提取的电感随着夹具的长度而增
加
，
并开始在高频端显示出频率依赖性
。
串联电阻也似乎对频率有依赖性
。
单端口
VNA
测量不仅可以查看
DUT,
还可以查看夹具
。
提取的电感较高是由于传输
线夹具中附加的串联电感造成的
。
这意味着在进行单端口阻抗测量时
，
不可能将
DUT
的电感与测量出的总电感精确地
分开
。
即使是几分之一英寸的短夹具也会覆盖掉低电感
DUT
测量值
。
如果能准确知道夹
具的属性
，
则存在从夹具加上
DUT
的测量中
“
去嵌入
”
DUT
的可能性
。
然而
，
夹具的贡献
越大
，
去嵌入的过程就越困难
。
这表明在使用单端口阻抗测量方法时
，
应使用最小长度的夹具
，
例如微探针
，
其针对
探针尖进行校准
。
图
3-17
给出了一个探测简单通孔结构焊盘的微探针示例
。
VNA
正好在探针末端被校准
，
有效地消除了测量中任何夹具的长度
。
虽然这大大减
48
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
频率
(Hz)
10
—
0.1
0.01
—
180
U
)
归 国
醇
册
(
H U
le09
0.1
leO7
le08
频率
(
Hz)
le09
0
2e08
4e08
6e08
8e08
le09
180
90
0
-90
-180
频率
（
Hz
）
-180-
0.08
0.06
0.04
0.02
0
le06
le07
le08
频率
（
Hz
）
0
〜
1
in
的
4
种不
DUT
的电路模型
90-
0
le06
le07
le08
频率
(Hz)
le09
le09
图
3-16
模拟了理想
RL
电路中的
Sn
，
它采用了一系列的传输线作为夹具
。
同传输线长度对提取的阻抗
、
L
和
R
值具有显著的影响
。
夹具加上
显示在左上的面板上
与
要 片
弱
群
)
日
要
将 屈
图
3-17
微探针探测通孔对焊盘的特写
。
VNA
正好标定在微探针的尖端
。
照片由
GigaTest
Labs
提供
少了测量时的夹具伪影
，
但它引入了接触电阻
。
单端口阻抗测量的第三个问题是探针的接触阻抗
。
探针与
DUT
的接触是
“
干
”
触点
。
对于金-金触点
，
其在
0.05Q
的范围内变化
；
对于氧化焊料或铜垫表面
，
变化可高达
2
。
。
即使探针功能是在测量范围外校准的
，
探针尖端的变形或探测
DUT
时的微小变化也
会影响已经校准的探针尖端的残留回路电感
。
例如
，
小环路的典型电感约为
20pH/mil
（
lmil=25.
4X10-
6m
）
。
如果探针沿着焊盘变
第
3
章低阻抗测量
49
形或磨损仅为
5mil,
那么探针尖端的残留回路电感的改变将多达
5milX20pH/mil
=
lOOpH,
这个值可能已经超过校准值
。
对于大多数探针尖端来说
，
在最好的情况下
，
阻抗测量的本底噪声限制在大约
0.05
。
和
0.
InH
之间
。
图
3-18
标出了这个阻抗范围
。
图
3-18
重复性探针测量的范围被确定为
R
=
0.
05£1
和
L=0.
InH
所对应圆圈的值
探针接触阻抗的可重复性为单端口
VNA
阻抗测量设置了基准底板
。
在高于
100
MHz
时
，
这将电容测量范围限制
＜0.0%F,
电感测量范围
＞
0.
1
nH
。
这是
PDN
组件特征的重
要限制
，
因为片上电容值可以达到
0.00WF,
通孔电感可以达到
O.OlnH
。
这也是实验室物理单端口测量的一个限制
。
如果仅包含
DUT
而没有任何夹具
，
那么
仿真的
S
”
仍可用于提取
DUT
的输入阻抗
，
即使在阻抗很低时
。
提示
单端口
VNA
测量结果可以转换为阻抗
，
但对于低于
0.
1Q
的阻抗
，
3
个伪像
（
信
嗓比
、
夹具传输线相位和接触电阻
）
会导致错误的测量值
。
测量典型的
PDN
阻
抗需要不同的技术
。
进行
PDN
测量
（
通常是非常低的阻抗
）
需要不同的技术
。
双端口
VNA
技术源于四点开
尔文低电阻测量方法
，
并突破了单端口
VNA
技术的限制
。
3.8
四点开尔文电阻测量技术
只要两种金属进行干接触
，
就会产生接触电阻
。
任何两个金属表面之间的接口处都存
在串联电阻
。
在没有氧化物或金属化合物的情况下
，
由于两个表面实际接触的区域非常
小
，
因而产生接触电阻
。
电流通过这个狭窄的接触区域时
，
阻力增加
。
我们通常称这种阻
力为收缩或扩散阻力
。
它随着实际接触面积的增加而减小
，
如接触压力增加时
。
在金-金表
面上
，
100g
重量的金属
，
接触电阻约为
20mQ
。
在氧化物存在时
，
这种接触电阻可以显著地超过
lOOmfk
在焊料为铝和铜等表面容易
氧化的金属时
，
接触电阻可高达
2
。
或更高
。
当导体结构的电阻小于
1
。
时
，
测量的串联电阻中接触电阻占主导地位
。
此方法最初
由威廉•汤姆森
（
William
Thomson
）
开发使用的
，
他是一位杰出的物理学家
，
于
1907
年去