PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第271页
第 8 章 PD N 生 态学 255 频率 ( Hz ) 频率 ( Hz ) 图 8-13 在 线 性 频率 刻 度 上从中 心点探测 的边长 5in 腔 体 的 S 参 数 和 阻 抗曲 线 ， 与右 边 传 统的 对数 - 对数 阻 抗图 进行 比 较 。 使 用 Ment or Gr aphic s Hyper Lynx PI 进行 仿 真 单一 通 孔对 的 单一 端 口似乎 有大 且占优势 的电 感 进 入 腔 体 ， 而 …
254
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
这些对峰值阻抗和
Bandini
山
q
因子的估算是错误情况下的估算
，
因为假设印制板是
无损耗的
。
封装和印制板的相互连接总是有一些阻尼的
，
它减小了
q
因子和峰值高度
。
提示
在高
q
因子的
Bandini
山系统中
，
如果峰值频率低于
200MHz,
电阻性印制板级
的特性是降低
Bandini
山峰值高度的重要工程行为
。
峰值阻抗的关系清楚地确定了降低
Bandini
山峰值阻抗的
3
个重要的设计节点
：
•
减小封装引线电感
；
•
增加片上去耦电容
；
•
增加封装环路或片上电容的
ESR
。
后面的章节会探索这些设计元素
。
8.7
具有多个通孔对接触的电源-地平面
封装球连接到电路板的通孔
，
然后到印制板腔体的掩埋的电源和地平面
。
从电源-地的
通孔对看过去的腔体阻抗仅能使用三维全波场求解器进行仿真
，
它要考虑平面形状
、
它们
的物理特征和观察点
。
在本节
，
我们考虑腔体和
VRM,
下一节讲述封装的芯片
。
三维全波场求解器的输出是基于
S
参数文件的
，
它基于从观察点看入腔体的端口设
置
。
这些
S
参数模型实际上是从端口观察的腔体电特性的等效电路模型
。
例如
，
我们预期边长为
5in
和厚为
lOmil,
填充
FR4
的正方形腔体
，
在低频时有电容
阻抗曲线
。
当从中心点观察时
，
我们可预计跟随腔体模态谐振峰的自谐振
。
为得到阻抗曲
线
，
我们仿真
S
参数
，
然后由式
(8-38)
把单端口
S
参数转换成为阻抗
：
Z
”
=
50QX
1+
1
1
n
(8-38)
1
—
on
式中
，
Z11
是从观察点看向腔体的阻抗
，
常常被称为
“
自
”
阻抗
；
S11
是从端口
1
到腔体的回
波损耗
。
(Z11
和
Su
这两个都是复数
，
随着频率而变化
。
)
虽然预期的阻抗曲线是很明显的
，
但想象这个
s
参数的行为是比较困难的
，
因为其中
较有价值的信息实际上是在相位中
。
这就是求解阻抗曲线时首选我们实际仿真的
s
参数
。
只要在对数刻度上与
S
参数进行比较
，
就可解释阻抗曲线的特性
。
图
8-13
所示为这个腔体的仿真
S
参数
，
结果得到了从腔体中心一个观察点看到的阻抗
曲线
。
当封装具有多个通孔的接触点进入印制板的腔体
，
S
参数模型有多个端口
。
使用
S
参
数文件作为电路行为模型
，
我们能并联所有的端口
，
抽取多个端口看入印制板水平腔体的
等效阻抗
。
这是一个从几个
PCB
通孔连接看入印制板级腔体的
BGA
封装的等效阻抗
。
我们预计在低频时
，
不管并联看入腔体的是一个端口还是
10
个端口
，
从每个端口看到
的是与腔体电容相联系的相同阻抗
。
在电感发挥作用的频率范围内
，
腔体的接触方式会影响分布电感和阻抗曲线
。
第
8
章
PDN
生态学
255
频率
(
Hz
)
频率
(
Hz
)
图
8-13
在线性频率刻度上从中心点探测的边长
5in
腔体的
S
参数和阻抗曲线
，
与右边传统的
对数-对数阻抗图进行比较
。
使用
Mentor
Graphics
HyperLynx
PI
进行仿真
单一通孔对的单一端口似乎有大且占优势的电感进入腔体
，
而很多通孔回路电感的并
联组合可能与进入腔体的分布电感相比较就不重要了
。
使多个通孔对并联
，
通孔的影响会
消失
，
只留下了腔体电感
。
很多端口并联时
，
自谐振频率移到了更高的频率处
。
从通孔看入腔体的等效集总参数
LC
模型组成的阻抗
，
与第
6
章讨论的完全一致
。
阻
抗的凹坑类似于串联
LC
电路
。
当
4
个通孔进入腔体
，
并联通孔的
ESL
和进入腔体探测的
较大的有效直径
，
会使电感降低为平面电容
。
腔体电容维持相同
，
所以凹坑频率增加
。
使用多个并行通孔接触腔体
，
腔体的模态频率没有大的改变
。
模态谐振峰是由于半波
长的倍数与腔体相适应产生的
，
腔体上一个或多个通孔的位置
，
对波速或腔体边界之间的
飞行时间有很小的影响
。
可以预计模态谐振峰值的频率
，
不随额外进入腔体的测量通孔而
改变
。
例如
，
4
对平行通孔非常接近的接触腔体
，
分配每对通孔为一个端口
，
我们能计算从
每个端口看入腔体的阻抗
，
然后并联它们作为自阻抗并对电路进行仿真
。
图
8-14
所示为腔
体上
4
对通孔的位置
，
4
个端口并联到电路
，
产生的自阻抗与腔体中心相接触的单端口的
自阻抗进行比较
。
更加典型的是
VRM
连接到腔体上
。
正如第
3
章讨论的
，
我们不能把
VRM
近似为
R
和
L
元素的串联组合
。
现在
，
简单模型不包括任何与
VRM
相联系的大容量电容器
。
在图
8-14
中
，
具有
R=lm
。
和
L=10nH
的简单
VRM,
连接在腔体的电源和地平面之间
，
并用
4
个接触点
。
仿真四端
DS
参数时
，
它们以总线形式一起进入电路仿真器
。
图
8-15
所示为
VRM
仅连接腔体的仿真阻抗与空腔体的比较
。
256
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
Term
Term5
Num=5
Z=50Q
S4P
SNP2
File=FileName_C
1E7
1E8
1E9
1E10
频率
（
Hz
）
图
8-14
从
3D
场求解器中抽取的两种仿真阻抗曲线进行比较
。
一种是在腔体中心用一对接
触通孔进行探测
，
另一种是采用
4
对并联接触通孔并使用四端口并联总线电路
。
注
意
：
并联四点的影响是降低了进入腔体的分布和
BGA
通孔电感
。
模态谐振在相同
的频率上
频率
（
Hz
）
图
8-15
相同腔体上有和没有
VRM
相连的阻抗曲线
。
使用
Mentor
Graphics
HyperLynx
PI
进行仿真
仿真示例中的参数是
：
腔体尺寸
：
5inX5in
、
腔体厚度
：
lOmil.
腔体的
Dk
：
4.3.
VRM
电感
：
10nH.
VRM
串联电阻
：
1m
。
。
在这个方法中
，
当从多个通孔接触点观察封装
（
包括其他连接到腔体的元件
）
时
，
我们
能估算阻抗曲线
。
腔体中多个接触点的主要影响是减小进入腔体的分布和
BGA
通孔电感
。