PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第279页
第 8 章 PDN 生 态学 263 提 示 与 通 常文 献 估 计的相矛盾 ， 腔 体 电 容在 高频 时 不 提 供低 阻 抗 ， 片 上 电 容 则 提 供 。 腔 体 贡献 分 布 电 感 ， 但 它 的电 容是 不 重要的 。 其 次 ， 腔 体中 的 模态 谐 振或 与其他元件 的相 互作 用 在 靠近 或 高 于 100MHz 的 Bandini 山 ， 或 高 于 这 个 频率范 围时 ， 会 引 起高频 峰 值 阻 …
262
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
如果我们加入封装的分布电感
（
等效为
1
平方的片状电感
）
于电容器之中
，
则在集总参
数电路模型中
，
腔体的
S
参数模型与腔体的集总参数电路模型的一致性非常好
，
正如图
8-23
所示
。
T
I
-
工
一
^spreading
^pkg
*
■■
Qr^r>r\
图
8-23
当我们附加
1
平方的分布电感于集总参数电路模型时
，
正如顶部图所示
，
从芯片看
人的
PDN,
集总参数电路模型和
S
参数行为模型具有优秀的一致性
提示
从去耦电容器到封装之间的分布电感近似地为
1
平方的电感
，
这依赖于电容器
之间的相邻程度
。
这个分析有
3
个重要的结论
，
它们直接影响设计的决定
。
首先
，
在影响从芯片焊盘看过去的
PDN
阻抗曲线方面
，
腔体提供封装焊盘和去耦电
容器之间低的分布电感
。
腔体电容是不相干的
，
腔体尺寸
、
去耦电容器外部的位置
，
对于
PDN
是不相干的
。
提示
腔体对
PDN
最重要的作用是提供去耦电容器和封装之间的低分布电感
。
这意味
着电容越薄越好
。
这与通常的文献报道相矛盾
：
腔体在高频时对芯片提供低阻抗
（
电容
）
。
正如前面显示
的
，
高频低阻抗是由片上电容提供的
。
芯片焊盘在高频时没有看向腔体电容
。
在低频时,
去耦电容器的容量覆盖了相对小的腔体电容
。
第
8
章
PDN
生态学
263
提示与通常文献估计的相矛盾
，
腔体电容在高频时不提供低阻抗
，
片上电容则提供
。
腔体贡献分布电感
，
但它的电容是不重要的
。
其次
，
腔体中的模态谐振或与其他元件的相互作用在靠近或高于
100MHz
的
Bandini
山
，
或高于这个频率范围时
，
会引起高频峰值阻抗
，
这不是从芯片焊盘看过去的
。
峰值引
线的高阻抗和片上电容
，
在超过这些谐振频率时占据统治地位
。
提示
在
Bandini
频率以上的腔体阻抗曲线上看到的阻抗峰不是从芯片焊盘看到的
。
当信号的回路电流转变通过腔体后
，
它贡献于信号完整性问题
，
如串扰和增强辐射可
能遇到的
EMI
问题
。
我们多次描述的腔体谐振
，
对核心逻辑提供低阻抗电源毫无作用
。
在
为
PDN
选择去耦电容器后
，
我们可附加电容器来抑制平面谐振
，
降低信号完整性和
EMI
问题
。
它们是两个独立的设计要求
。
平衡两个设计要求的一个方法是为
PDN
选择电容器
，
然后使用额外的体积尽可能小
的电容器
，
以便减少安装电感
。
此外
，
使用相同体积的电容器获得尽可能大的电容值
，
但
并不会增加多少成本
。
这种方法中较大容量电容器的并联谐振频率低于典型的
Bandini
山
频率
。
提示
为了低的
PDN
阻抗选择电容值与选择电容器以降低腔体阻抗是不同的
。
二者都
要求有低的安装电感
，
且对端口的要求是相同的
。
最后
，
因为腔体尺寸不影响从芯片焊盘端口观察
PDN
性能
，
仅在设计连接去耦电容
器到封装的去耦性腔体时它才是重要的
。
当在一层上有很多电源路线时
，
这个尤为重要
。
从
VRM
到去耦电容器的地回路上有高的电感
，
电容器到封装焊盘的路径要被设计得有尽
可能低的电感
。
这个原理给出了在封装附近使用电源坑
、
电源岛和电源地平面的可能性
，
而这未延伸
到去耦电容器的位置
。
甚至平面段也被使用
，
以允许相同的层有很多电源轨
。
这是一种电
源平面不用于信号回路的优化设计
。
提示
从去耦电容器到封装电源和地焊盘之间使用电源坑
、
电源区域和地平面作为共
同的设计特征
。
关于电源和地分配的其他设计就变得不那么重要了
。
8.
10
低频端
：
VRM
和它的大容量电容器
使用从敏感线反馈的量与电压基准比较
，
来控制影响输出电压的元素
，
而保持输出电
压为常数
，
这就是电压调整器模块
。
这是脉冲发生器
，
能通过电感驱动
dl
/
山
，
使输出产
生电压
。
正如在开关调整器或串联场效应晶体管
（
FET
）
栅极那样
，
它调整从较高电压处流
264
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
出的电流
，
这正如一个线性调整器那样
。
虽然在
VRM
模型中使用全部的反馈电路是可能
的
，
但在很多的应用中
，
我们能简单地使用串联
R
和
L
电路
，
近似实际的
VRM
反馈电路
行为
。
除了与
RL
元件相连的大体积去耦电容器外
，
任何其他元件可能都是安置在印制板
上的
。
例如
，
在负载开关调整器的典型
DC-DC
点测量输出阻抗与简单电路的仿真阻抗相比
较
。
简单
VRM
的电路模型是一个电压源串联
RL
元件
。
在这个例子中
，
一个去耦电容器
也包含在测量电路中
。
图
8-24
所示为这个调整器的输出阻抗与仿真模型输出阻抗的比较
。
图
8-24
典型
VRM
的测量和仿真阻抗
在
VRM
仿真模型中
，
串联电阻是
4m
。
，
等效电感是
500nH
。
去耦电容器的值是
740
M
F,
4
1110
和
5.7
1
1^1
。
这明显具有好的近似
，
复杂的反馈电路仍旧在行为上像简单的
RL
电路
。
虽然匹配不完善
，
但它是好的一阶估算
。
RL
模型戏剧性地简化了
VRM
归入的
仿真系统
，
这个系统用于观察腔体阻抗的相互作用
。
500nH
这个数值与物理结构没有关系
，
这样大的回路电感是反馈环路时间常数的测
度
。
在阻抗曲线中
，
较快的时间响应会仿真低的回路电感
。
依赖于调整器的类型
，
等效回
路电感从
InH
到
1
000nH
o
这是任何
VRM
的重要特性
。
提示
我们可用串联
RL
电路模拟大部分的
VRM
。
电感是基于
VRM
的反馈
，
与物理
结构无关
。
估算等效
VRM
电感的一种方法是已知响应时间
。
关键问题是
：
VRM
电感器多长时间
能消灭满瞬时电流
？
这是大的信号问题
，
涉及
VRM
从几乎零到最大电流
，
这近似地与
VRM
的阶跃响应有关
，
但是在大容量电容器中没有吸出电流
。
然后我们利用
V=L*d
，
/ck
计算等效
VRM
电感
。
V
是
PDN
的容差
，
可能是
Vdd
的
5%
。
例如
，
对于
IV
的
PDN,
具有
0.5A
的瞬时电流
，
VRM
在内上升电感器电流
，估
算的电感是
：
L
=
5
豁;
V
=
100nH
（
8-46
）
dl/dt
0.
5A/1
m
s
因为有大的有效的串联电感
，
所以
VRM
有一个超过任何合理目标阻抗的阻抗
，
即使