PDN设计之电源完整性 (史密斯).pdf - 第224页
208 PDN 设计 之 电 源完整性 ： 高速 数字 产品 的鲁 棒 和 高 效 设计 BW signal = < OeslG Hz] = s ， in[ 0- 16) 或 者 Svia- via[in ] < 3 X RT[ns] (7- 17) 当 信号 边缘的 传 播 通过相 互 连 接 线 时 ， 它 的 上升( 或 下 降 ) 边缘 具 有 空间 扩展 ， 由 式 (7- 18) 给 出: ^sign al- e…
第
7
章信号返回平面改变时
，
信号完整性的探讨
207
和
S
v
i
a
-vi
a
=
■入
res
(
7
-
12
)
R.
式中
，
49
是腔体中第一个谐振峰的谐振频率对应的波长
；
"是信号在媒介中的速度
；
C
是
空气中的光速
；
Dk
是填充腔体介质的介电常数
；
/心是没有被抑制的第一谐振峰频率
；
k
是与通孔特征有关的常数
；
S*via
是通孔之间的距离
；
"是并联短路通孔的数目
；
Len
是正
方形腔体的边长
。
利用这个分析可得到简单的结果
。
为抑制和消除低频腔体谐振
，
腔体第一谐振频率的
波长应小于某个值
，
需要通孔之间的距离为波长的分数
。
这个分数准确是多少
，
依赖于通
孔的特征
。
从前面的简单例子中我们能找到它
。
提示
通孔之间的距离可定义为一个新的边界条件
。
当通扎之间距离是波长的某个分
数
，
或者每个最长的波上有某个数目的通孔时对应的第一谐振频率
。
为抑制较
高频率或较短波长
，
需要通孔间有更短的距离
，
这就使腔体的最长波长减小
。
使用
3D
场求解器
，
我们找到了决定腔体最小谐振频率的因子
。
我们探索前面的
6in
正
方形腔体
，
它填充了
FR4,
介质厚度为
lOmil,
附加了多个短路通孔
，
并找到了通孔距离
与第一谐振频率波长之间的关系
。
每个短路通孔的直径为
10mil
o
从早期的仿真中可确定第一谐振频率
。
我们抽取并画出波长随短路通孔间距下降的图
形
。
可预期其为线性依赖性
，
随着短路通孔间距的下降
，
第一谐振峰的波长几乎线性下
降
。
如图
7-5
所示
，
它具有经验适配系数归=
6
。
作为经验公式的普遍规律
，
至少要在每个信号波长上使用
6
个短路通孔
，
以抑制低于
波长频率的腔体谐振
。
提示
为抑制由信号驱动的腔体谐振
，
使短路通孔间距为
1/6
信号最小波长
，
通孔均
匀分布于整个腔体
。
这是简单和强有力的经验公式
。
在特殊的
FR4
情况下
，
信号的速度粗略地是
6in/ns
。
通孔间最小距离设置为第一允许谐振频率
，
粗略地由式
(
7-13)
给出
：
和
]
via-via
[
垣]
f
「
「
口
"1
_
6in/ns
_
6
in/ns
1
/resLCHz
」
Ares
6
X
Sv
运
“
[in]
Svia-via
[m]
(7-13)
/res
[GH
z
]
=
(7-14)
或者
Sv"via[in]
=
九
s[GHz]
(7-15)
考虑到鲁棒性
，
我们总是需要把第一谐振频率推向信号频带外
，
这导致:
208
PDN
设计之电源完整性
：
高速数字产品的鲁棒和高效设计
BWsignal
=
<
OeslGHz]
=
s
，
in[
0-
16)
或者
Svia-via[in]
<
3
X
RT[ns]
(7-
17)
当信号边缘的传播通过相互连接线时
，
它的上升(或下降)边缘具有空间扩展
，
由式
(7-18)
给出:
^signal-edge
=
RT
X
v
=
RT[ns]
X
6in/ns
(7-
18)
这是通孔-通孔间距的条件(单位是
in),
它要小于
3
倍上升时间(单位为
ns),
所以实际条
件为
：
S
via
.
via
：
in]
<
3
X
RT[ns[
=
3
X
匕
。
％臂收峥
=
Le%
—
(7-19)
这就是经验公式的来源
，
为抑制信号频带内或低于信号频带的腔体谐振
，
在上升边缘
的空间长度上至少加入两个短路通孔
，
并均匀地分布于腔体中
。
提示
在缺乏全波仿真的情况下
，
如果需要抑制填充
FR4
的腔体谐振在频率
/(GHz)
以上
，
则短路通孔之间的最大间隔
S
(单位为
in)
应该小于
1//
。
这与跨越信号上
升边缘至少要加两个短路通孔的条件是相同的
。
例如
，
如果需要抑制印制电路板上所有频率超过
1GHz
的谐振
，
则应该设置每一个短
路通孔的间隔都不要超过
1
由
。
这个间隔与腔体的尺寸无关
，
与腔体两个平面之间的介质
厚度无关
。
我们使用
3D
场求解器来验证这个基本假设
。
我们均匀排列通孔于两个腔体上,
间隔为
lin,
两个腔体的厚度分别为
3mil
和
lOmil
。
图
7-6
所示为从印制电路板的一个角上
看人的阻抗
。
(
.S
)
芈
型
糖
«
1
娠
图
7-5
基于
3D
场求解器的结果
，
第一谐振峰的
波长与通孔-通孔间距的关系图
，
由线性关
系可知最小谐振波长是
6
倍通孔-通孔间
距
。
使用
Mentor
Graphics
HyperLynx
PI
进
行仿真
100
10MHz
100MHz
1GHz
10GHz
频率
(
Hz)
图
7-6
通孔间隔为
lin,
两个腔体的厚度分别为
3mil
和
lOmil
的仿真阻抗曲线
。
从经验公
式可知
，
我们预期最低的谐振频率在
1GHz
以上
，
并与厚度无关
，
事实如此
。
使用
Mentor
Graphics
HyperLynx
PI
进行
仿真
0.01
第
7
章
信号返回平面改变时
，
信号完整性的探讨
209
在印制电路板上所有回路平面之间加入间隔更小的短路通孔来抑制不需要的腔体谐振是
一种通用的实践
。
它可保持腔体噪声低于某个上限频率
。
图
7-
7
所示为由
Wild
River
Rehn-
ologies
生产的测试板
，
腔体短路通孔之间具
有不同尺寸的间隔
。
在一般的印制板中
，
通
孔-通孔间隔为
0.25in,
而在某个结构周围则
为
0.1
山
，
在某些情况下
，
只要工艺允许
，
通
孔间可尽可能地靠近
，
甚至为
0.04in
。
通孔
抑制的谐振频率分别高达
4GHz
、
10GHz
和
25GHz
。
在两个腔体平面之间抑制腔体谐振峰值
阻抗的短路通孔的最重要条件是腔体的两个
平面必须具有相同的电压
。
信号层变换是最
具鲁棒性设计的诱因
：
回路平面总是使用相
图
7-
7
由
Wild
River
Technologies
研发的高性
能测试板
，
显示了抑制腔体谐振的通孔
同的电压
；
通常
，
Vss
或地平面作为信号回路平面
。
我们遵循这个规则
，
所有的地回路平面使用隔开的通孔来把它们短接在一起
，
腔体给
予最高频率分量的每个波长至少要有
6
个短路通孔的长度
。
遵循这种设计
，
路线消除了腔
体内部的高频噪声
。
当然
，
这意味着印制板上有更加多的地平面
，
印制板总的层数更多,
价格更高
。
-
.
提示
为减少腔体谐振和大的感应电压噪声
，
当开关信号通过它们时
，
所有回路平面
使用相同的电压
。
这使我们有机会在它们之间加入短路通孔
，
通孔间距
（
英寸
）
等于
1/
（
腔体允许的最高谐振频率
）
（
单位为
GHz
）
。
通常这意味着仅使用地平面
作为回路平面
。
当形成腔体的两个平面处在不同的电压时
，
很明显不能在腔体平面间加入短路通
孔
。
我们能做的最好的方法是在短路通孔上加入大容量电容
，
以维持短路
。
因为电容器
的安装电感不如短路通孔低
，
所以使用电容器来抑制平面腔体谐振总是不如相同电压平
面下加入短路通孔的效果好
。
这种应用要提供大容量电容
，
它限制了平面谐振的第二次
选择
。
一种共同的争论是
：
为了可用短路通孔来减小腔体噪声
，
仅使用地平面作信号回路,
是昂贵的方法
。
便宜的建议方法是使用电源和地共同作为回路电流的通路
，
加入大容量电
容代替短路通孔
。
可是
，
正如下节指出的那样
，
要抑制相同的腔体谐振所需要的隔直电容器的数目太
多
，
会使产品价格高
。
提示
降低信号变换回路平面引起的腔体噪声是要付出代价的
。
你要确定究竟是花费
在更多的地层呢
，
还是花费在更多的大容量电容器上
？